草坪学_北京林业大学2中国大学mooc课后章节答案期末考试题库2023年.docx

　　2PSK信号的带宽 2PSK与2ASK的表达式形式一致，只不过2PSK信号是双极性脉冲序列的双边带调制，而2ASK信号是单极性脉冲序列的双边带调制。 调制信号为双极性NRZ数字序列时，二进制相移键控信号实际上是一种DSB-SC信号，因而带宽与ASK相同。 2PSK信号带宽为 2PSK功率谱 2PSK信号的解调 2PSK信号相当于DSB-SC信号，只能采用相干解调方式解调，在DSB-SC解调器之后加一采样判决器，即可恢复原数字信号。 由于PSK信号的解调必须用相干解调方法，功率谱中没有载频，而此时如何获得同频同相的载频就成了关键问题。 图7-20是2PSK相干解调框图及各点波形图，图中假定用于解调的本地载波与发送端的载波同频同相。 2PSK相干解调及各点波形 2PSK倒? 现象 2PSK信号相干解调，如果本地载波与发送载波不同相，会造成错误判决，这种现象称为相位模糊或者“倒?”现象。 例如本地载波与发送载波相位相反，采样判决器输出将与发送的数字序列相反，造成错误。 一般本地载波从接收信号中提取，发送信号在传输过程中会受到噪声的影响，使其相位随机变化而产生相位误差，这种相位误差难以消除。 因而2PSK信号容易产生误码，实际中2PSK信号不常被采用。 2ASK信号非相干解调---包络线 从幅度调制信号中将低频信号解调出来的过程，就叫做包络检波。也就是说，包络检波是幅度检波，是一种非相干解调，即不需要和发送端同频同相的本地载波。 2ASK非相干解调框图 2ASK非相干解调各点波形 2ASK非相干解调框图 （1）带通滤波器BPF BPF取出已调信号，即抑制带外频谱分量，保证信号完整地通过。 （2）包络检波 包络检波从2ASK信号中将低频信号解调出来。 （3）低通滤波器LPF LPF去除乘法器产生的高频分量，滤出数字调制信号。 （4）采样判决 由于噪声及信道特性的影响，LPF输出的数字信号是不标准的，通过采样判决恢复原“1”、“0”数字序列。 多进制幅度键控信号MASK 多进制数字调制系统具有如下两个特点： 第一：在相同的信道码源调制中，每个符号可以携带多比特信息，因此，当信道频带受限时可以使信息传输率增加，提高了频带利用率。但由此付出的代价是增加信号功率和实现上的复杂性。 第二，在相同的信息速率下，由于多进制方式的信道传输速率可以比二进制的低，因而多进制信号码源的持续时间要比二进制的宽。加宽码元宽度，就会增加信号码元的能量，也能减小由于信道特性引起的码间干扰的影响等ayx·爱游戏app(中国)官方网站通信原理ppt课件，。 7.1.4 MASK时域波形图 MASK 采用多进制数字调制技术可提高系统的频带利用率。 用多进制数字基带信号对高频载波进行幅度调制，称为多进制幅移键控（MASK）。 将二进制数字序列转换为M进制序列。每k位一组，有2k种组合，可表示M个状态，形成M进制序列。对高频载波进行ASK调制，就可得MASK信号。 MASK M进制基带数字序列的带宽只与脉冲周期有关，而与M无关，其带宽是基带信号带宽的两倍，是M进制基带脉冲的速率，是M进制基带脉冲周期。 MASK的解调方式和2ASK一样，有相干解调和非相干解调两种。 二进制频率键控2FSK 7.2 7.2.2 2FSK信号的带宽 7.2.1 2FSK信号的调制 7.2.3 2FSK信号的解调 7.2.4多进制频率键控信号MFSK 频率键控 频率键控是数字信号改变载波的频率，即用不同的频率代表不同的数字信号。 2FSK信号的调制 二进制频率键控(2FSK)是用二进制数字序列控制载波的频率。 相位不连续的2FSK信号可看作是两个交错的ASK信号之和，一个载频为f1，另一个载频为f2。 2FSK是利用载波的频率变化来传递数字信息的。 7.2.1 2FSK调制及波形图 2FSK调制 已调信号表达式如式 2FSK信号分解图 2FSK信号的带宽 图7-12 2FSK信号功率谱 2FSK信号带宽 7.2.2 2FSK相关参数 设2FSK两个载频的中心频率为fc，频差为?f，则 （7-14） 频偏 （7-15） 中心频率 （7-16） 定义调频指数（频移指数）h为（Rs为基带信号码元速率） （7-17） 2FSK出现双峰 2FSK信号带宽 （1）2FSK信号的功率谱与2ASK信号的功率谱相似，同样由离散谱和连续谱两部分组成。其中，连续谱由两个双边谱叠加而成，而离散谱出现在两个载频位置上，这表明2FSK信号中含有载波 、 的分量。 （2）连续谱的形状随着 大小而异。 出现双峰； 出现单峰。 （3）2FSK信号的频带宽度为 ??? 2FSK信号的解调 2FSK解调思路是将二进制频率键控信号分解成两路2ASK信号分别进行解调，有相干解调和非相干解调两种方式。 7.2.3 2FSK相干解调 图7-14 2FSK相干解调框图 2FSK相干解调 BPF输出序列表达式如式（7-20）所示： （7-20） 乘法器输出函数表达式如式（7-21）所示： （7-21） 2FSK相干解调 LPF输出函数表达式如式（7-22）所示： （7-22） 2FSK非相干解调 包络检波器取出两路的包络x1(t)和x2(t)。对包络采样并判决，可恢复原数字序列。判决准则：判为“1”，判为“0”。2FSK非相干解调框图如图7-15所示。 图7-15 2FSK非相干解调框图 2FSK非相干解调各点波形 多进制频率键控信号MFSK 用M个频率不同的正弦波分别代表M进制数字信号的M个状态，在某一码元时间内只发送其中一个频率。多进制频率控制信号MFSK表达式如式7-21所示。 （7-21） 7.2.4 MFSK调制、解调框图 MFSK系统带宽 为最高载频； 为最低载频； 为M进制码元速率。 二进制相位键控2PSK 7.3 7.3.2 2DPSK信号 7.3.1 2PSK信号 7.3.3 多进制相位键控 7.3.4二进制数字调制系统的性能比较 2PSK 二进制相移键控（2PSK）用二进制数字基带信号控制高频载波的相位，使高频载波的相位随着数字基带信号变化。 2PSK包括绝对调相和相对（差分）调相。 7.3.1 2PSK信号的调制 绝对调相2PSK（有时也称为BPSK）利用载波初相位的绝对值（即固定的某一相位）来表示数字信号。 例如，“1”码用载波的0相位表示，“0”码用载波的π相位表示，反之亦可。 2PSK利用载波相位的绝对数值传送数字信息； 2PSK调制框图及波形图 2PSK信号时域表达式 2PSK信号的时域表达式如式7-22所示 是双极性不归零二进制数字序列 或-1。 均衡  时域均衡器在基带传输系统中的位置 6.4.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 时域均衡器又称为横向滤波器、横截滤波器。所谓横向滤波器是由多抽头延迟线、加权系数相乘器（可变增益放大器）和求和相加器组成的线性系统。数据传输系统中使用最普遍的均衡器是如图所示横向滤波器，该图是时域均衡器为具有（2N＋1）个抽头的横向滤波器的示意图。横向滤波器也可以作为线 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 均衡 横向滤波器及其输入输出波器 6.4.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 均衡 6.4.2 横向滤波器的核心部分是带有（2N＋1）个抽头的延时线，其抽头延时间隔等于抽样周期T，延时线各个抽头的输出都是经过一个可变增益（可正、可负即可反相）放大器，然后在一个相加器中经过不同延时和增益调整的波形相加，输出就是经过校正和均衡的波形。 一般说来，延时线）个抽头，每个抽头输出的波形是一样的，只是时间上顺序延迟一个抽样周期T。接延时线中心抽头的放大器增益比其它2N个放大器增益（i为－N～＋N间除0以外的整数）大得多，且每一个抽头系数都对中心抽头系数归一化。这样，输出波形主要就由中心抽头的输出来决定，其它各抽头输出加权（即增益调整的倍率）后，用来校正波形的过零点。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 根据信号与线性系统原理，很容易得出均衡器的输出为 在各个取样时刻的输出值为 简写为 上式表明，均衡器输出波形在第k个取样时刻得到的样值 ，将由2N+1个值来确定，其中各个值是 经过延迟后与相应的加权系数相乘的结果，对于有码间干扰的输入波形 ，可以选择适当的加权系数，使得输出 的码间干扰在一定程度上得到减小。 均衡 6.4.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 3．时域均衡示例 设考虑有3个抽头的横向滤波器构成的时域均衡器并设其输入信号为 ，已知 的3个样值为 ， ， ，如图所示。 3个样值输入的顺序是 在前，而后是 ，再是 。对应于输出信号波形 ，相当于是 由抽头输出 ；对应于输出信号波形y0，相当于是x0由c0抽头输出；对应于输出信号波形y1，则相当于是x0由c1抽头输出，按照这一关系可以构成如下一方程组 均衡 6.4.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 均衡  3抽头输出的时域均衡器 6.4.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 如果按奈奎斯特第一准则要求，在取样点处不产生码间干扰，其各取样点的取样值应为：y-1=0，y0=1，y+1=0，将这一取值代入上式，则有 式中，x-1，x0，x1是由输入信号确定的3个已知数，即可以求得c-1，c0，和c1共3个抽头增益系数。 均衡 6.4.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 综上所述，只要数据基带系统根据接收到的信号波形，就可确定横向滤波器的各抽头增益加权系数，从而可以方便地使输出波形满足间串扰的要求。但是，当横向滤波器延时线抽头数目较少时，不能完全消除码间串扰，如同上面略去较小项得到的近似结果。理论分析证明，为了完全消除码间串扰，应使N→∞，即均衡器要有无限多个抽头，显然这是不可能的。幸好，响应波形一般总是随着的增加迅速衰减。因此，当横向滤波器的抽头数2N+1足够大时，使得除n=0以外的yn值之和为零，即可以达到 ，这样就消除了符号间干扰。在实际应用时，横向均衡器的抽头数目是根据所需的均衡精度来决定，并通过眼图反复调整来最终确定。 均衡 6.4.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数据序列的扰乱与解扰 6.4.3 所谓扰码，是将输入任意的短周期序列信号或全“0”（“1”）序列按照某种规律变换（扰乱）为长周期序列，且“0”、“1”为等概率，前后独立的随机序列，使之具有足够的随机性。经过扰码扰乱的数据序列通过系统传输后，在接收端要还原成原始数据序列，这就需要在接收端进行扰码的逆过程——解扰码，即解扰。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数据序列的扰乱与解扰 6.4.3 扰码的主要用途有（1）防止发送功率谱密度中因有固定谱线而易干扰其它系统。因为数据是短周期序列中的短周期重复，使其频谱中存在幅度较大的离散线）有利于数据接收设备中的定时恢复。由于数据接收设备使用的定时信号，常常是从数据波形中直接提取的，如果发送序列中出现长时间的全“1”、全“0”，就可能由于接收信号长时间没有电平变化，而使接收端提取定时信息的滤波器输出的定时信号低于背景噪声而造成定时中断和失误；（3）有利于自适应均衡器的工作。因为当发送数据序列中出现全“0”时，接收端就会由于长时间没有波形，自适应均衡器得不到必要的参考来估计响应参数，从而使抽头增益漂移，导致均衡器偏离最佳状态。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数据序列的扰乱与解扰 6.4.3 扰码虽然“扰乱”了数据信息的原有形式，但是这种“扰乱”是人为的，是有规律和确知的，因而也是可以还原和消除的。 扰码器原理如图（a）所示，它是由一个“前馈”移位寄存器构成。相应的解扰码器原理如图（b）所示。整个扰码器是由线性反馈移位寄存器和模二和相加电路构成。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数据序列的扰乱与解扰  扰码器与解扰器 6.4.3 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数据序列的扰乱与解扰 6.4.3 为了便于分析扰码器和解扰器的工作原理，引入延迟算子“D”。图6-33中，每经过一次移位，在时间上延迟一个码元时间，用运算符号D表示。图中D1为一级移位寄存器，输出为D1Y；以此类推，五级移位寄存器，输出为D5Y。这里扰码器该有几级移位寄存器可视具体情况而定，没有严格限定。现以三级和五级反馈为例。而解扰器则就根据扰码器进行设计。 先看发送端扰码原理，由图（a）所示，设X，Y分别表示输入和输出序列，其逻辑关系有 （6-29） 将式（6-29）进行等式运算，用 模2加等式两边，得 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数据序列的扰乱与解扰 即 解出扰码器的输出为 （6-31） 式中的Y就是扰码器的输出的已扰乱数据序列。 再看接收端是如何解扰的，解扰器原理如图（b）。设与表示解扰器输入和输出序列，则 （6-32） 如果数据序列传输过程中没有误码，则有Y=Y。将式（6-31）代入式（6-32），得 （6-33） 可见解扰器输出恢复了原数据序列。 6.4.3 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 谢 谢！ {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 《课程名称》课件 第1章 通信系统概述 第2章 信号分析 第3章 信道与噪声 第4章 模拟调制 第5章 模拟信号的数字传输 第6章 数字基带传输 《通信原理》课件 走信息路 读北邮书 本书的封面 第7章 数字调制 第8章 差错控制编码 第9章 同步原理 7.1 幅度键控 7.2 频率键控 7.3 相位键控 7.4 现代数字调制技术 数字调制技术 数字基带信号不能直接通过带通信道传输，需将数字基带信号变换成数字频带信号。 基带信号指频带分布在低频段（通常包含直流）且未经调制的信号，基带传输指直接传输基带信号的通信方式。 频带信号（带通信号）指经过调制后的信号，频带传输指数字基带信号经调制后在信道中传输。 用数字基带信号去控制高频载波的幅度ayx·爱游戏app(中国)官方网站、频率或相位，称为数字调制。相应的传输方式称为数字信号的调制传输、载波传输或频带传输。 数字调制三种方式 模拟调制的过程，载波参数连续变化；数字调制的过程，载波参数离散变化。 数字调制也称键控，数字调制方式主要有三种 幅度调制，称为幅度键控（也称幅移键控），记为ASK（Amplitude Shift Keying）； 频率调制，称为频率键控（也称频移键控），记为FSK（Frequency Shift Keying）； 相位调制，称为相位键控（也称相移键控），记为PSK（Phase Shift Keying）。 二进制数字调制波形 二进制幅度键控2ASK 7.1 7.1.2 2ASK信号的带宽 7.1.1 2ASK信号的调制 7.1.3 2ASK信号的解调 7.1.4多进制幅度键控信号MASK 2ASK信号的调制 用二进制数字基带信号控制载波的幅度，二进制数字序列只有“1”、“0”两种状态。 调制后的载波也只有两种状态：有载波输出传送“1”，无载波输出传送“0”。 7.1.1 2ASK具体实现及波形 已调信号表达式 2ASK信号带宽 7.1.2 2ASK信号带宽 幅度键控信号的功率谱是基带信号功系谱的线ASK调制为线性调制，其频谱宽度是二进制基带信号的两倍2 通常取第一对过零点的带宽作为传输带宽，称之为谱零点带宽。 2ASK信号带宽 2ASK信号的解调 解调方式有两种：相干解调和非相干解调。 相干解调也称为同步检测法，指的是在接收端用和发送端同频同相的载波信号与信道中接收的已调信号相乘，实现2ASK频谱的再次搬移，使数字调制信号的频谱搬回到零频附近。 从幅度调制信号中将低频信号解调出来的过程，就叫做包络检波。也就是说，包络检波是幅度检波，是一种非相干解调，即不需要和发送端同频同相的本地载波。 7.1.3 2ASK相干解调 图7-4 2ASK相干解调框图 2ASK相干解调各点波形图 2ASK相干解调 （1）带通滤波器BPF BPF取出已调信号，滤除接收信号频带以外的噪声干扰，即抑制带外频谱分量，保证信号完整地通过。 （2）乘法器 乘法器实现2ASK频谱的再次搬移，使数字调制信号的频谱搬回到零频附近。 （3）低通滤波器LPF LPF去除乘法器产生的高频分量，滤出数字调制信号。 （4）采样判决 由于噪声及信道特性的影响，LPF输出的数字信号是不标准的，通过对信号再采样，利用判决器对采样值进行判决，便可以恢复原“1”、“0”数字序列。 相干解调优缺点 相干解调(同步检测法)的优点： 稳定，有利于位定时的提取。 相干解调(同步检测法)的缺点： 必须保证本地载波要与发送在波同频同相，以确保数据的正确解调，这在实际应用中较难实现。 2ASK信号非相干解调---包络线 将一段时间长度的高频信号的峰值点连线，就可以得到上方（正的）一条线和下方（负的）一条线，这两条线就叫包络线。包络线就是反映高频信号幅度变化的曲线。 部分响应形成系统与编码 6.3.3 式中， 。第1类部分响应波形如下图所示。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 部分响应形成系统与编码 第1类部分响应形成波形 6.3.3 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 部分响应形成系统与编码 6.3.3 从上式中可见， 的“尾巴”幅度与t2成反比，这说明随着 的增大，它比 波形收敛快、衰减也大。若用 作为传送波形，且传送码元间隔为 ，则在抽样时刻上仅将发生发送码元与其前后码元相互干扰，而与其它码元不发生干扰，如上图所示。由于前后码元的干扰很大，似乎无法按 的速率传送，但进一步分析表明，由于这时的“干扰”是人为且是确知的，故可以消除，仍可以每秒传送 个码元。因为 是 波形的线性叠加，所以带宽与 波形相同，仍是 。因此，以 作为系统的基本传输波形（取代 波形）可以达到最高的2Bd/Hz频带利用率，且可以消除码间干扰。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 部分响应形成系统与编码 6.3.3 从上图可以看出，若发送端发送一个“1”码，接收端会收到2个“1”码，在接收端收到的前一个“1”码作接收的“1”码，而延迟T时间后“1”码值可以忽略不计，判为“0”码。所以，这种可控的固定码间干扰在接收端是可以消除的。然而，在接收端存在一个新的问题，如果接收时因信道噪声使接收端判决错误，就可能使下一个码元也发生误判，这种现象称为误码扩散或倒π现象。为了解决这个问题，在部分响应形成系统中通常是在发送端采用相关的预编码方法。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 部分响应形成系统与编码 （6-15） 6.3.3 2．采用预编码的第1类部分响应系统 采用预编码方案的第1类部分响应编码的原理如下图所示，其中图（a）是原理方框图，图（b）是实际系统组成方框图。 输入数据序列 经过预编码变为 序列，其预编码编码规则是原本不相关的码元之间引入了相关性 （模2加） （6-14） 这就是对的 相关编码，其作用是把原本不相关的二电平数据脉冲序列变换为相关的三电平脉冲序列 。然后，把bk序列作为发送滤波器的输入数据序列，则在接收端 有（相关编码） （算术加） {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 部分响应形成系统与编码 第1类部分响应系统框图 6.3.3 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 部分响应形成系统与编码 6.3.3 另外，从式（6-15）可得 （算术加）（6-16） 可见 与 有关，而 也与 有关，这样 就与 和 都有关，这正是相关编码名称的由来，使得原本不相关的码元之间引入了相关性。例如，当发送端序列 取值为 的双极性码时，接收端序列 取值则为0， 。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 部分响应形成系统与编码 6.3.3 根据模2加运算规则，相同为零，不同为1。可得接收端的判决规则是 （6-17） 接收端在收到 后，做模2加处理，则有 （6-18） 这个结果说明，对 做模2加处理后，若对 以1为参考作全波整流，便可以直接得到发送端的 ，此时不需要预先知道 ，也就不存在误码扩散问题。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 部分响应形成系统与编码 6.3.3 通常，把上述过程中的 按式（6-14）变成 ，称为预编码，而把式（6-15）的关系式称为相关编码。因此，整个上述处理过程可概括为“预编码－相关编码－模2判决”过程。现举例说明如下，设发送数据序列 为0011100101则有 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 部分响应形成系统与编码 6.3.3 发ak 0 0 1 1 1 0 0 1 0 1 bk 0 0 0 1 0 1 1 1 0 0 1 bk 0 0 1 0 1 1 1 0 0 1 ck 0 0 1 1 1 2 2 1 0 1 收ak 0 0 1 1 1 0 0 1 0 1 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 部分响应形成系统与编码 6.3.3 从上述例子可以看出，相关编码器的输出电平为3个，即：-2，0，+2，原本不相关序列经过相关编码器后在相邻符号之间引入了相关性。在求 时需要知道 ，实际中的初始状态的 是可以任意假定的，这里假定的初始状态 。另外，接收端收到 序列判决为 序列的过程是： 序列的0或对应于 序列的0； 序列的1对应于 序列的1。若如传输过程中不产生误码，则 就与 完全相同，即恢复原发送序列。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 部分响应形成系统与编码 6.3.3 3．第4类部分响应波形与编码 第4类部分响应形成系统是正弦低通特性，是以时间上错开 的两个 波形相减作为基本传输信号 ，其波形如图6-25所示，对冲激脉冲 的响应表达式为 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 部分响应形成系统与编码 第4类部分响应波形 6.3.3 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 部分响应形成系统与编码 6.3.3 从图6-25可以看出，虚线部分是两个错开 的 波形相减，实线部分是相减以后得到的波形。可以看出，该波形仍然是每隔 出现一个零点。而且，合成的波形第一个过零点的旁瓣衰减的很快，可以很好地解决码间干扰问题。但是，同样发送端发一个“1”，接收端也会收到两个值；同样我们留下第一个，去掉第2个；同前也存在误码扩散问题。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 部分响应形成系统与编码 6.3.3 解决误码扩散问题也可以采用预编码。图6-26给出了第4类部分响应系统实现的方框图，其中从点①到点②为相关编码部分。相关编码部分传输函数的幅频特性 如图6-27所示为正弦特性，且在 处为频谱零点，若在 处用一垂直或斜切滤波器，即为第4类部分响应系统的幅频特性，如图6-28所示。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 部分响应形成系统与编码 图6-26 第4类部分响应形成框图 6.3.3 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 部分响应形成系统与编码 图6-27 第4类部分响应相关编码的幅频特性 6.3.3 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 部分响应形成系统与编码 图6-28 第4类部分响应形成系统的幅频特性 6.3.3 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 部分响应形成系统与编码 6.3.3 第4类部分响应形成系统的预编码的变换编码规则是 （模2加）（6-20） 式中 和 有“0”和“1”两种状态，用“0”和“1”两种电平表示。相关编码的规则是 （算术减）（6-21） 有三种电平：和。由模2运算规则有 （6-22） {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 部分响应形成系统与编码 6.3.3 接收端可按上式判决，由可以恢复。信号变换举例说明如下，设ak=0011100101。 发端ak 0 0 1 1 1 0 0 1 0 1 bk 0 0 0 0 1 1 0 1 0 0 0 1 bk 0 0 1 1 0 1 0 0 0 1 ck 0 0 1 1?1 0 0 ?1 0 1 收端ak 0 0 1 1 1 0 0 1 0 1 第4类部分响应编码又称为修改的双二进制信号传输系统。与第1类部分响应系统分析方法相同，计算时需知道，的取值可假定为初态，这里假定的初态是。另外，由恢复时是：的0对应；的1或?1都对应为。从上述举例可看出，若传输过程不产生误码，则恢复的将与发送序列完全相同。由于第4类部分响应的低频分量小，所以得到广泛应用。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 眼图 6.4.1 在实际工程中常采用“眼图”的方法来估计系统性能和直接观察码间串扰的大小，也可以用此图形来调整接收滤波器的特性，以减少码间串扰、改善系统传输性能。 所谓眼图，就是把示波器输入端与判决器输入端相接，然后调整示波器水平扫描周期，使其与接收码元（符号）间隔T的整数倍的周期同步，在这种情况下示波器荧光屏上就能够显示出一种由多个随机码元波形所共同形成的稳定图形，很像人眼的图形，因此称之为数字信号的眼图，如图所示。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 眼图 数据基带信号与眼图 6.4.1 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 眼图 6.4.1 当二进制基带信号波形无失真时，如图（a）所示，各码元波形在眼图中迹线重合成一条清晰的轮廓线，好像一只完全张开的“大眼睛”，如图（b）所示。图（b）中最上边的水平线”码引起的持续正电平产生，最下边的水平线”码引起的持续负电平产生，中间部分由“1”、“0”交替码产生。当观察图（c）时，由于存在码间串扰，各码元显示在示波器的扫描轨迹不能完全重合，从而形成线迹较粗且模糊不清的、没有完全张开的“眼睛”，如图（d）所示。可见，眼图“眼睛”的张开程度将反映码间串扰的严重程度。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 眼图 6.4.1 当存在噪声时，噪声将叠加在信号上，使得眼图的迹线模糊不清。由于噪声是随机的，而且幅度大的噪声出现概率较小，人们很难通过示波器观察到，故利用眼图只能大致估计噪声的强弱。注意，当示波器扫描周期选为时，对二进制信号来说，示波器上将并排显示出只“眼睛”。 为了说明眼图与系统性能之间的关系，将眼图简化为图（e）所示的模型，该模型从以下几个方面表述了眼图与系统性能的关系： （1）最佳抽样时刻。在眼睛张开的最大的时刻代表最佳取样时刻。眼图张开的宽度决定于接收波形可以不受串扰影响而抽样再生的时间间隔。显然，最佳抽样时刻应选在眼睛张开最大的时刻。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 眼图 6.4.1 （2）系统性能对定时误差（或抖动）的灵敏度。对定时误差的灵敏度可以用眼图的斜边之斜率决定，斜率越大，对定时误差就越灵敏，则要求系统定时准确度越高。 （3）最大失真量。在抽样时刻，眼图阴影区的垂直宽度表示信号的最大失线）噪声容限。在抽样时刻上、下两阴影区间隔的一半是最小噪声容限（或称为噪声边际）。噪声容限是表示可能引起错误判决的最小噪声值。噪声小于此值不会引起错误判决，噪声大于此值，则可能引起错判。但是否错判要看该时刻信号失真是否达到阴影区的边界，即噪声与失真的影响是否使该时刻的信号值越过门限电平。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 眼图 6.4.1 （5）过零畸变（零点偏移范围）。眼图左（右）角阴影部分的水平宽度称为过零畸变，过零点畸变反映了传输系统的过门限点失真，是接收波形零交点位置的变化范围，在许多接收设备中，定时信息是由信号零点位置来提取的，过门限点失真越大，对定时信号的提取越不利。 （6）门限电平。眼图模型中央的横轴位置中间对应于判决门限电平。 （7）非线性失真。眼图在垂直方向上的不对称性表示信道中存在的非线性失真。 当用眼图观察到基带传输系统存在严重码间串扰或噪声（“眼睛”张开很小，甚至完全闭合）时，应采用均衡技术对码间串扰等进行校正，以减小码间串扰等对信号传输的影响。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 1．传输系统的无失真条件 当一个信号波形通过线性系统时，一般地说，输出信号的波形可能会产生一定的失真，这是人们所不希望的。那么什么样的系统才能使输入信号顺利通过而不失真呢？ 设输入信号为 ，通过线性系统 ，而输出信号为 。如果要求输出信号不失真，则 波形完全与 相同，仅在幅度上放大系数 （ 是常数）倍和在波形上延迟固定时间 ，即 均衡 6.4.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 均衡 6.4.2 满足上式的系统特性 就是传输不失真系统的频域条件。将输出响应信号 进行傅立叶变换，得 ，即 相应地有冲激响应的傅立叶变换为 ，激励信号的傅立叶变换为 ，由传输函数定义有 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 均衡 6.4.2 就是传输系统的频域不失真条件。可见，这时传输系统的传输特性 的幅频特性 应等于常数 ，而相位特性 为线性函数等于 。系统不失真传输的幅频、相频条件如图所示。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 均衡 系统不失真传输的幅频、相频条件 6.4.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数据基带传输系统中存在振幅频率失真和相位频率失真（或称群时延失真）等的线性失真。由于线性失真将对数字基带信号的传输引起波形失真而产生码间串扰，故需要对系统中的线性失真进行校正，该校正过程称为均衡（或称为补偿）。 理论和实践均已证明，在数据基带系统中插入一种可调（也可不调）滤波器可以校正或补偿系统特性，减小码间干扰的影响，这种起补偿作用的滤波器称为均衡器。从均衡器的设计原理出发，可以将其分为频域均衡器和时域均衡器。 均衡 6.4.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 2．时域均衡器 所谓时域均衡是从系统的时域脉冲响应出发，利用均衡器产生的时间波形去补偿的方法对失真波形直接进行校正，使包括均衡器在内的整个传输系统的冲激响应满足间串扰条件。时域均衡的出发点与频域均衡不同，它不是为了获得信道的平坦幅频特性和群时延特性，而是使整个基带系统形成码间串扰最小的波形。另外，时域均衡可以无需预先得知信道特性，而可以通过观察波形直接进行均衡器的调整，故时域均衡又称为波形均衡。 为了有效地实现均衡，均衡器通常是接在传输系统滤波器和取样判决器之间，如图所示。 均衡 6.4.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输模型构成 6.3.1 从图中的1点到2点可以看作是传输频带受限的网络或系统。由于整个传输系统的频带是受限的，所以从1点送入该网络的冲激脉冲传输到2点将会产生失真，主要是脉冲展宽，展宽会造成码间干扰（ISI），且带有噪声，因此为了提高接收系统的可靠性，通常要在接收滤波器的输出端设计一个识别电路，常用的识别电路是取样判决器，取样判决电路的作用是进一步排除噪声干扰和提取有用信号，以恢复发送端的数码。由于存在有噪声和码间干扰，恢复的数码可能有差错，故判决输出用{ak}表示。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 6.3.2 1.基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 数据基带信号是在低通范围传输的信号，频带在传输系统中受到了发送滤波器的限制。人们自然会考虑到当频率受到限制以后，信号传输的速率会不会受到影响？首先考虑一个理想化情况来说明频带限制与传输速率的重要关系。假定在图中从1点到2点的系统传输特性具有理想低通传输特性，于是可以把上图简化成如下图所示。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 理想低通传输模型 6.3.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 6.3.2 理想低通滤波器（ILPF）传输特性如图所示，其相应地传输函数可表示为 式中， 为理想低通滤波器的截止频率， 为数据信号的传播固定时延。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 理想低通传输特性 6.3.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 6.3.2 输入信号和输出信号是激励和响应的关系。据信号与线性系统理论可知，网络对单位冲激脉冲的响应，就是网络传输函数的傅立叶反变换，即 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 理想低通滤波器的冲激响应波形 6.3.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 6.3.2 根据上述分析讨论可得到如上图所示的理想冲激响应波形图。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 6.3.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 6.3.2 从上图可见，在接收端的响应波形中，要想恢复发送端所发送的信号，必须在响应波形的最高点处进行抽样判决，这是对一个码元冲激后响应得到的波形，当传输一串数据码流序列的时候，就会得到相同的波形。当把数据序列的冲激脉冲加到低通滤波器的输入，按照叠加原理，每个冲激脉冲在理想低通滤波器的输出端都产生一个响应波形，如下图所示。这时滤波器的输出响应表达式为 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 0 数据序列冲激脉冲通过理想低通后的响应波形 6.3.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 6.3.2 由上图可以看出，由于每个响应波形都存在前导和后尾的衰减，而这些前导和后尾对波形的取样判决会产生干扰。我们要从接收波形中恢复发送的数据序列，需在波形的各最大值点处取样，即当 时。那么在上图中，当对对应的进行取样判决时，其结果是由正负两部分叠加后得到的。如果叠加抵消后的值过小，必然会造成判决的错误。其中负的部分是由于前后码元的前导和后尾造成的，我们称之为码间干扰或符号间干扰（ISI）。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 6.3.2 既然每个响应波形的前导和后尾都会对取样和判决造成负面影响，那么我们该如何消除码间干扰呢？ 从理想低通滤波器冲激响应波形特点（3）知道，响应波形每隔 出现一个零点，如果在发送端是按 的间隔来发送数据码流序列，此时，输出的响应波形是不是刚好错开 而不重叠呢？可以通过观察如下图所示的波形，无论在哪个响应波形的最高点取样，其它波形的前导和后尾都在取样波形最高点处均过零点。因此，除当前取样时刻码元样值外，所有其它码元在该时刻的值都为零，可以消除了码间干扰，完全可以得到正确的判诀。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 间干扰的传输 6.3.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 6.3.2 因此，消除码间干扰的关键是发送码元的速率 。这种码元传输速率与传输系统特性（对理想低通滤波器主要是它的截止频率）之间的匹配关系，我们称为奈奎斯特第一准则。由于 ，则 。这时的码元（符号）速率为 波特（即每秒传输个码元）。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 6.3.2 美国（出生于瑞典）物理学家哈利?奈奎斯特在1928年对数据基带信号进行了深入的研究，提出了抽样间干扰的条件，又称为第一无失真条件，也称为奈奎斯特第一准则，它告诉我们：如果传输系统等效网络具有理想低通特性，且截止频率为 时，则该系统中允许的最高码元（符号）速率为 ，这时系统输出波形在峰值点上不产生前后符号间的干扰。它揭示了码元（符号）传输速率与传输系统带宽之间的匹配关系。由于该准则的重要性，又把 称为奈奎斯特带宽。 波特（Baud）称为奈奎斯特速率（极限速率）， 称为奈奎斯特间隔。该定理表明，在频带 内， 波特是最高的极限速率，所以系统的最高频带利用率为每赫兹2波特。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 6.3.2 2.具有幅度滚降特性的低通网络波形形成上面讨论的奈奎斯特速率是一个理想的极限值——每赫兹传输2 波特。实际应用时有一个问题：理想低通滤波器传输函数是物理不可实现系统。因此，要寻求一个传输系统，它既可以物理实现，又能满足奈奎斯特第一准则的基本要求：速率为 的序列通过该系统后能在所有按间隔 的取样点处不产生码间干扰。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 6.3.2 理想低通滤波形成网络之所以不可物理实现，是因为它的幅频特性在截止频率 处的垂直的截止特性。因此，若对理想低通特性的幅频特性加以修改，如果给其增加一个过渡带，就可以改善在物理实现上的难度，使它在 处不是垂直锐截止特性，而是有一定的缓变滚降过渡特性（称为圆滑），这种缓变过渡特性称为“滚降”特性，为了能满足奈奎斯特准则要求形成滚降特性的条件是，过理想低通特性的（ ，0.5）点处作奇对称的函数所形成的特性，如下图所示。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 幅频特性滚降的传输函数 6.3.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 6.3.2 由于幅频特性滚降的传输特性是关于纵轴对称，故只需研究其中一边即可。现把图形分成两个部分：水平区、滚降区。滚降区域对应三个重要点：开始滚降点 ；滚降必经点C ；滚降截止点 ，并且可以看出，频带宽度为 。 由信号与线性系统理论可知，滚降低通特性网络是物理可实现的，并可以证明，只要是按奇对称条件所构成滚降特性低通网络，其冲激脉冲响应的前导和后尾仍是每隔 时间经过零点，从而满足按 的取样间隔取样不产生码间干扰的要求。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 6.3.2 根据奇对称的滚降条件，滚降后的低通网络的截止频率要比理想低通特性的截止频率有所展宽，具体展宽的数值与所实现的滚降特性有关。为此引入滚降系数的概念，即 式中， 为滚降系数， 为由于滚降而使截止频率与 相比所增加的频带宽度为 。为了满足奇对称条件， 的取值应在0～ 内，于是 的取值应在0～1的范围内。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 滚降的条件是关于 点奇对称，对具体形状没有要求，所以有多种幅频特性可以满足这一要求。通常，采用较多的是升余弦形状的幅频特性，如下图所示，其中只画出正频域部分。 6.3.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 升余弦滚降特性 6.3.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 6.3.2 滚降的方式很多，可以斜切直线式滚降（例如电视技术中的残留边带调制技术），也可以是曲线滚降，只要滚降的条件是关于点奇对称，而对具体形状没有要求，通常采用的是升余弦型滚降。升余弦滚降波形的幅频特性表达式为 对于滚降特性的理解，关键不在于滚降函数本身，完全可以抛开滚降函数的表现形式，重点把握住滚降特性的两大区域和三个特殊点。既然用滚降的方法可以解决理想低通特性物理上无法实现的问题，那么它的响应波形有何特点和变化呢？ {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 6.3.2 冲激响应 的波形如下图所示，图中 为滚降系数。 为没有滚降，即理想低通情况；其 表示最大滚降。由图中所示曲线可以看出： 值越大，其冲激响应的前导和后尾衰减越快，因此， 值越大也就允许取样定时相位有较大的偏移。然而， 值越大，频带利用率就会越小。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 升余弦滚降低通的响应波形 * 6.3.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 6.3.2 从上图可以看出，经过滚降后，响应波形的前导和后尾的衰减明显加快。相应的码间干扰降低，可靠性增加。按照前面的分析，那么有效性就要降低。由前所述，因为滚降后带宽为 ，在原来的基础上带宽增加了，如上图所示，过零点的位置仍然为每隔 出现一个零点，也就是传输的速率仍然是 。所以这时频带利用率为： {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 6.3.2 当 时，称为全滚降，频带传输利用率为每赫兹1波特。可见，有效性降低了，而且滚降系数越大，可靠性越高，有效性就越低。 由此可见，滚降圆滑解决了理想低通特性物理上无法实现的问题，但是带来了新的问题是频带利用率降低。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 6.3.2 例6.3.1 设已知有某数据基带传输系统的波形形成特性为： 试求：（1）该系统的奈奎斯特速率；（2）该形成特性的滚降系数；（3）该系统的信道带宽为多少？ {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 6.3.2 解：根据形成特性的特点，重点找出三个特殊点：①开始滚降点；②滚降必经点；③滚降截止点。根据题意可以画出 如图所示，由图可以看出：开始滚降点为 ；滚降截止点为 。联立求解两个方程，可以解出奈奎斯特带宽为 ，滚降系数为 ，于是有 （1）该系统的奈奎斯特速率为 （Bd/Hz）； （2）该形成特性的滚降系数为 ； （3）该系统的信道带宽为 ： {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输波形的形成-----Nyquist第一准则 基带传输系统的形成特性图 6.3.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 部分响应形成系统与编码 6.3.3 1．第1类部分响应波形 （1）基本原理 如前所述，波形 “拖尾”严重，但通过观察图6-15所示的 波形，可以发现相距一个码元间隔的两个抽样函数的波形的“拖尾”正负极性刚好相反，而相互抵消，利用这样的波形组合可以构成“拖尾”衰减很快的脉冲波形。根据这一思路，采用两个在时间上错开的两个 波形相加，即系统的冲激响应为 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带信号的频谱特性 6.2.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 双极性序列是不含有离散谱分量的，而单极性序列是含有离散谱分量，离散谱分量的存在与否决定了是否能从序列中直接提取单一频率的时钟频率分量，这一点对数据传输系统是至关重要的，如单极性归零序列中就含有的 离散谱分量，即可直接提取作为定时的时钟信息。 数字基带信号的频谱特性 6.2.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数据基带信号的功率谱密度具有以下特点： （1）功率谱一般包括两个部分；连续谱和离散谱；连续谱确定信号的带宽，离散谱确定信号的定时分量。 （2）连续谱部分总是存在；在某些情况下可能没有离散谱分量，但可通过恰当的变换后可以获得定时分量。 （3）信号主要能量集中于 的范围内。 例6.2.1 已知某单极性不归零随机脉冲序列，“1”码为幅度为1的矩形脉冲，“0”码为0，且码元速率为，“1”码概率P=0.5，计算其功率谱。 数字基带信号的频谱特性 6.2.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * （1）当时 ， ，因此离散谱中存在有直流分量； （2）当 ，n为不等于零的整数时， ，离散谱均为零，因此没有定时信号；只有当n=1时， 的分量为定时分量。 （3）由式（6-4）可得该随机脉冲序列的双边功率谱为 数字基带信号的频谱特性 6.2.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * （4）随机脉冲序列的带宽实际上由单个码元的频谱函数 决定，该频谱的第一个过零点处在 ，因此，单极性不归零信号的带宽 （忽略旁瓣成分的影响）。 例6.2.2 若在例6.2.1中的“1”码的波形改为半占空矩形脉冲，即脉冲宽度 ，试计算其功率谱。 解：脉冲宽度为 时，其频谱函数为 数字基带信号的频谱特性 6.2.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带信号的频谱特性 6.2.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带传输线 数字基带信号，就是消息代码的电脉冲表示――电波形。在实际基带传输系统中，并非所有的原始数字基带信号都能在信道中传输，例如，含有丰富直流和低频成分的基带信号就不适宜在信道中传输，因为它有可能造成信号严重畸变；再例如，一般基带传输系统都是从接收到的基带信号中提取位同步信号，而位同步信号却又依赖于代码的码型，如果代码出现长时间的连“0”符号，则基带信号可能会长时间出现0电平，从而使位同步恢复系统难以保证位同步信号的准确性。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 实际的基带传输系统还可能提出其它要求，从而导致对基带信号也存在各种可能的要求。在设计数字基带信号码型时应考虑以下原则： （1）码型中应不含直流分量，低频分量尽量少。 （2）码型中高频分量尽量少。这样既可以节省传输频带，提高信道的频带利用率，还可以减少串扰。串扰是指同一电缆内不同线对之间的相互干扰，基带信号的高频分量越大，则对邻近线对产生的干扰就越严重。 （3）码型中应包含定时信息。 （4）码型具有一定检错能力。若传输码型有一定的规律性，则就可根据这一规律性来检测传输质量，以便做到自动监测。 数字基带传输线 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带传输线）编码方案对发送消息类型不应有任何限制，即能适用于信源变化。这种与信源的统计特性无关的性质称为对信源具有透明性。 （6）低误码增殖。对于某些基带传输码型，信道中产生的单个误码会扰乱一段译码过程，从而导致译码输出信息中出现多个错误，这种现象称为误码增殖。 （7）高的编码效率。 （8）编译码设备应尽量简单。 上述各项原则并不是任何基带传输码型均能完全满足，往往是依照实际要求满足其中若干项。 数字基带信号的码型种类繁多，下面仅以矩形脉冲组成的基带信号为例，介绍一些目前常用的基本码型。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带传输线 为了满足基带数据传输的实际需要，一般情况下都要求把单极性脉冲序列经过适当的基带编码，以保证传输码型中不含有直流分量，并且具有一定的检测错误信号状态的能力和适应不同信源的统计特性的能力。在数字数据基带传输中，目前传输码型已有百余种，原CCITT建议使用的也有20余种。下面以最常用的传输码型为例，对其编码原理和特点进行介绍。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带传输线．双极性不归零电平码（Non Return to Zero Level，NRZ-L） 在线路中采用双极性不归零电平码的情况下，信号的电平是根据它所代表的比特位决定的。一个物理正电压值代表逻辑比特“1”，而一个物理负电压值代表逻辑比特“0”。若线，则说明当前线路上没有信号传输，如图所示。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带传输线路码型 双极性不归零电平码 6.2.4 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带传输线．双极性不归零反相码（Non Return to Zero Invert on ones，NRZ-I） 在线路中采用双极性不归零反相码的情况下，若传输一个比特在一个码元周期内发生了电平跳变，那么该比特就是二进制的“1”码，如果此刻没有发生电平跳变，那么这个比特就代表二制的“0”码，即所谓的“1”变“0”不变编码规则，如图所示。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带传输线路码型 双极性不归零反相码 6.2.4 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带传输线．双极性归零编码 一个编码良好的数据信号必须携带同步定时信息。双极性归零编码使用正、负二个电平。归零码是属于自同步定时的编码。通过归零可以使每个比特位（码元）都发生信号变化，接收端可利用信号跳变建立与发送端之间的同步定时信息。它比单极性和不归零编码在线路中传输更有效。缺点是每个比特位发生两次信号变化，带宽是单极性不归零码的2倍。双极性归零编码如图所示。 6.2.4 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带传输线 双极性归零编码 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带传输线．曼彻斯特编码 Manchester码又称为双相码、分相码、裂相码。它用一个周期的方波表示“1”，而用它的反相波形表示“0”。双相位编码使用两种电平。也是属于自同步定时的编码，每个比特位间隙中信号出现一次电平跳变（相位改变），但不归零。正因为每个码元周期内都发生信号跳变，故传输效率几乎减小了一半。 （1）曼彻斯特编码 曼彻斯特（Manchester）编码波形如图所示。编码规则：“1”一比特中点位置上从负电平到正电平的跳变，“0”一比特中点位置上从正电平到负电平的跳变。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带传输线 曼彻斯特编码 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带传输线 由图可以看出，曼彻斯特编码的信码“0”是用“10”两位码表示，信码“1”是用“01”两位码表示。而“11”和“00”没有使用，属于禁用码组，如果传输过程中出现“11”或“00”，则可以由此发现错误。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带传输线）差分曼彻斯特编码 差分曼彻斯特编码比特在码元宽度的中点位置上出现跳变，但这个跳变不表示数据信息。差分曼彻斯特编码如图所示。编码规则：逻辑“1”比特起始时刻不出现电平跳变，逻辑“0”比特起始时刻出现电平跳变。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带传输线路码型  差分曼彻斯特编码 6.2.4 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带传输线 曼彻斯特编码适用于数据终端设备在短距离上的传输，在本地数据网中采用该码型作为传输线路码型，最高信息速率可达10Mbit/s。这种码常被用于以太网中。若把数字双相码中用绝对电平表示的波形改成用电平的相对变化来表示的话，比如相邻周期的方波如果同相则表示“0”，反相则代表“1”，就形成了差分码，通常称为条件双相码，记作CDP码，一般也叫差分曼彻斯，这种码常被用于令牌环网中。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带传输线）密勒码 密勒码（Miller）又称为延迟调制码。编码规则为：用码元中点处出现跳变表示“1”，即“10”或“01”表示。对于“0”则有两种情况：当出现单个“0”时，码元中点不出现跳变；但是如果遇到连“0”，则在前一个“0”结束（即后一个“0”开始）时出现电平跳变，即“00”与“11”交替。密勒码波形如图所示。 密勒码实际上是由差分曼彻斯经过二分频所得到的，因此它也能够克服双相码中存在的相位不确定问题。 密勒码最初用于气象卫星和磁记录，也用于低速数据基带数传机中。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带传输线路码型 密勒码波形图 6.2.4 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带传输线 曼彻斯特编码中，比特位中的信号跳变同时是同步信息和比特编码。差分曼彻斯特编码中，比特位中的信号跳变只表示同步信息，不同比特通过在比特开始位置有无电转来表示。密勒码中，在比特开始位置电平跃迁代表“0”，否则为“1”。密勒码较好地解决了带宽问题。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带传输线．三阶高密度双极性码（High Density Bipolar of order 3 code，HDB3） 三阶高密度双极性码又称为HDB3码，是AMI码的一种改进形式，在实际中有着广泛的应用。 编码方法：当信息代码序列中连“0”的个数小于4时，则与AMI码相同；当连“0”个数等于或大于4时，每4个“0”为一组，称为4连“0”组，每组用一个包含有极性破坏脉冲“V”的特殊序列称为取代节来代替。特殊序列的取代节有“000V”和“B00V”两种。选择原则是：当前一个取代节后又偶数个“1”码时，用“B00V”代替连“0”码组，B码和V码同极性。反之用“000V”代替连“0”组，V码与前一个信码为“1”的极性相同，V码为破坏点，称为扰码（Violation）或破坏脉冲。扰码在移动通信和光纤通信中有重要应用。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带传输线 解码方法：扫描查找到序列中极性破坏出现的地方，并统计两个相邻的同极性的“+1”或“-1”中间有几个“0”，如果有3个“0”，则将其视为“000V”取代节，将它变回为“0000”；如果有2个“0”，则将其视为“B00V”取代节，也将它变回为“0000”。没有极性破坏时，与AMI码相同，即“+1”、“-1”都判为“1”码，“0”判为“0”码。 例6.2.3 试写出将数据编制成HDB3码的过程，假设位于这段数据序列首部的比特1极性为正，且其前继数据是4个连续的比特0。 解：如图所示。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带传输线 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输模型构成 6.3.1 数据基带信号的功率谱密度给出了传输数据基带信号所必需的带宽的量级和定时分量。要传输数据基带信号，就要求所设计的基带传输系统，以保证数据信息准确、可靠地传输给接收者，这就要求对基带传输波形、信道特性、收发滤波器特性以及背景噪声的谱特性有一个全面的考虑。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输模型构成 6.3.1 （1）基带传输模型构成 数据基带信号的特性为低通型频谱特性，对基带传输而言，其信道及相应部件也必须具有低通型特性。所以在传输过程中必须在收发双方进行限频、均衡等，数据基带传输系统组成模型如图所示，它通常由发送滤波器、信道、接收滤波器、均衡器、取样判决电路组成。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输模型构成 基带数据传输系统构成模型 6.3.1 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 基带传输模型构成 6.3.1 在图中是数据终端输出的数据序列，可以是二状态码元，也可以是多状态码元，图中的数据序列可以用冲激脉冲来表示，则送入发送滤波器的波形可写成 对于双极性二元码，的可能取值为。在实际上，数据终端输出的数据信息并不是冲激脉冲，而是有一定宽度的脉冲信号，可以认为它是将冲激脉冲经过一个展宽电路而得到的。而把展宽电路和发送滤波器合在一起作为图中的发送滤波器。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 时分复用相关概念 信源：发送模拟信号； 发送端：合路器旋转开关旋转速率即抽样频率fs，对带宽最大的模拟信源，fs仍然满足奈奎斯特抽样定理。 同步：收发两端的合路与分路，必须协调一致。 接收端：旋转开关速率fs，时分复用 PCM信号由解码器恢复成抽样值的量化值。 帧：服从某种时序规定的一段比特数据流。 帧周期：每路信号都至少被传送一次的时间。 帧格式：把一帧时间划分为若干时隙后，如何安排各路信息码与附加信息码的一种时序规定。 PCM30/32系统 PCM30/32系统相关参数 对于PCM30/32系统，相关参数总结如下： （1）帧周期：125us； （2）每帧时隙数：32； （3）每帧数码率：2048Kb/s 时分复用优点 便于实现数字通信 易于制造 适于采用集成电路实现 生产成本较低 时分复用举例 时分复用举例 《课程名称》课件 第1章 通信系统概述 第2章 信号分析 第3章 信道与噪声 第4章 模拟调制 第5章 模拟信号的数字传输 第6章 数字基带传输 《通信原理》课件 走信息路 读北邮书 第7章 数字调制 第8章 差错控制编码 第9章 同步原理 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 《课程名称》课件 第1章 通信系统概述 第2章 信号分析 第3章 信道与噪声 第4章 模拟调制 第5章 模拟信号的数字传输 第6章 数字基带传输 《通信原理》课件 走信息路 读北邮书 第7章 数字调制 第8章 差错控制编码 第9章 同步原理 6.1 数字基带传输系统组成 6.2 数字基带传输码型及功率谱特性 6.3 间干扰的数字基带传输系统 6.4 数字基带传输系统性能及处理 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带传输码型及功率谱特性 6.2 6.2.2 数字基带信号的频谱特性 6.2.1 数字基带信号的基本码型 6.2.4 数字基带传输码型 6.2.3 数据传输对信号线路码型的要求 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 间干扰的数字基带传输系统 6.3 6.3.2 基带传输波形的形成----- Nyquist第一准则 6.3.1 基带传输模型构成 6.3.3 部分响应形成系统与编码 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带传输系统性能及处理 6.4 6.4.2 均衡 6.4.1 眼图 6.4.3 数据序列的扰乱与解扰 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带传输系统组成 6.1 数字基带信号：频谱集中在零频或某个低频附近的数字信号，如计算机输出的二进制序列，模拟话音的A/D信号。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带传输系统组成 6.1 数字基带传输系统组成介绍如下： 1．信道信号形成器:(直流、低频、高频、位定时) 码型变换:改变数字基带信号的码型，使其适于信道传输 发送滤波:形成适于信道传输的波形，使其具有较高的频带 利用率及较强的抗码间干扰能力 。 2．信道:通常为低通型传输特性的有线信道。通常是不理 想的，所以信号通过它会产生失真。信道中还会引入零均 值的高斯白噪声(AWGN) 。 3．接收滤波器:一、滤除带外噪声；二、对失真的信号进 行校正，以便得到有利于取样判决器判决的波形。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带传输系统组成 6.1 4．取样判决和码元再生 在规定的时刻（由位定时信号控制）对接收滤波器输出的信号进行取样，然后根据预先确定的判决规则对取样值进行判决。码元再生将判决器判决出的“1”码及“0”码变换成所需的数字基带信号形式。 5．位定时提取 从接收滤波器输出的信号中提取用于控制取样时刻的同频同相位定时信号。同频，即位定时的周期等于码元周期（码元宽度），这样收发两端的码元一一对应不会搞错。同相，就是位定时信号的脉冲应对准接收信号的最佳取样判决时刻，使取样器取到的样值最有利于正确的判决。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带传输系统组成 6.1 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带信号的基本码型 6.2.1 在数据通信中，用“1”和“0”两种代码（状态）来表示要传送的信息。实际传输时，用物理的电脉冲来表示代码，将电脉冲的形状称为数据信号波形，而把电脉冲序列的结构形式称为数据信号的码型。数据信号的波形和码型共同决定着它的频谱结构。合理地设计数据信号的波形和码型，使之适应信道特性的要求，这是数据通信系统中十分重要的问题。在数据通信中常用的基本码型有单极性不归零码、单极性归零码、双极性不归零码、双极性归零码、传号交替反转码、差分码和多电平码等。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带信号的基本码型 6.2.1 1．单极性不归零（Non-Return to Zero，NRZ）码 它在一个码元周期T内电平维持不变（脉冲宽度?=T），用物理的高电平代表逻辑的“1”码，物理的低电平（一般为0电平）代表逻辑的“0”码，其占空比为τ/T=100％，也可以用窄脉冲来表示，有脉冲表示逻辑的“1”码，无脉冲表示逻辑的“0”码。其波形如图（a）所示。由于在一个码元周期内，物理的高电平一直维持，所以称为单极性不归零码。 单极性NRZ码具有如下特点： （1）发送能量大，有利于提高接收端信噪比； （2）在信道上占用频带较窄； {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带信号的基本码型 常用数据序列形式 ? =T 0? T，取? =T/2 ? =T 0? T，取? =T/2 0? T，取? =T/2 ? =T ? =T 常用数据序列形式 6.2.1 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带信号的基本码型 6.2.1 （3）有直流分量，将导致信号的失真与畸变；且由于直流分量的存在，所以无法使用在交流耦合的线）不能直接提取位同步定时信息； （5）抗噪性能差。接收单极性NRZ码的判决电平应取“1”码电平的一半。由于信道衰减或特性随各种因素变化时，接收波形的振幅和宽度容易变化，因而判决门限不能稳定在最佳电平，使抗噪性能变坏； （6）传输时需一端要接地。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带信号的基本码型 6.2.1 2．单极性归零（Polar Return to Zero，PRZ）码 它与NRZ信号的区别是“1”码在一个码元周期T内，物理的高电平持续时间为?（0＜?＜T），其余时间返回物理低电平，所以称为归零波形。用物理的高电平表示逻辑的“1”码，物理的低电平（一般为0电平）表示逻辑的“0”码，若占空比τ/T=50%，则称其为半占空码。其波形如图（b）所示。单极性归零波形可以直接提取位定时信息，是其它波形提取位定时信号时需要采用的一种过渡波形。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带信号的基本码型 6.2.1 3．双极性不归零（Bip Polar Non-Return to Zero，BPNRZ）码 在双极性不归零波形中，脉冲的正、负电平分别对应于二进制代码“1”、或“0”。其波形如图（c）所示。用物理的正电平表示“1”，用物理的负电平表示“0”，正负电平绝对值相等，在整个码元周期T内脉冲?保持不变（脉冲宽度?=T）。由于它是幅度相等极性相反的双极性波形，故当“0”和“1”符号等概率出现时无直流分量。这样，在接收端恢复信号的判决门限电平为“0”，因而不受信道特性变化的影响，抗干扰能力也较强。故双极性波形有利于在带通信道中传输ayx爱游戏体育网页版。该波形常在原CCITT的V系列接口标准或RS-232C接口标准中使用。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带信号的基本码型 6.2.1 4．双极性归零（Bip Polar Return to Zero，BPRZ）码 它与BPNRZ信号的区别是“1”或“0”码在一个码元周期T内，高电平或低电平的持续时间为?（0?T），其余时间返回低电平。其波形如图（d）所示。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带信号的基本码型 6.2.1 5．传号交替反转（Alternative Mark Inverse，AMI）码 AMI码又称为伪三电平码，因为其编码规则是将二进制消息代码“1”（传号Mark）交替地变换为传输码的“+1”和“-1”，而消息代码“0”（空号Space）保持不变。其波形如图（e）所示。例如： 消息代码： 1 001 1 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0 1 1… AMI码： +100-1+10 0 0 0 0 0 0 -1+1 0 0 -1 +1… AMI码对应的数据基带信号是正负极替的脉冲序列，而0电平保持不变的规律。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带信号的基本码型 6.2.1 AMI码的优点是，由于“+1”与“-1”交替，由于AMI码是伪三电平码，正负归零脉冲在等概率时的个数相等，所以直流分量为零，高、低频分量少，且具有检错能力。能量集中在频率为1/2码速率处。位定时频率分量虽然为0，但只要将数据基带信号经过全波整流变为单极性归零波形，仍然可以提取位定时同步信号。此外，AMI码的编译码电路简单，便于利用传号极替规律观察误码情况。鉴于这些优点，AMI码是原CCITT建议采用的传输码型之一。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带信号的基本码型 6.2.1 AMI码型实际上把二进制脉冲序列变为三电平的符号序列（故叫伪三元序列或伪三电平码），其优点如下： （1）在“1”码和“0”码不等概率的情况下，也无直流成分，且零频率附近低频分量小。因此，对具有变压器或其它交流耦合的传输信道来说，不易受隔直特性的影响。 （2）若接收端收到的码元极性与发送端的完全相反，也能正确判决。 （3）便于观察误码情况。 此外，AMI码还有编译码电路简单等优点，是一种基本的线路码或传输码，在北美系统和日本24路系统中得到了广泛的使用。 不过，AMI码有一个重要缺点，即当它用来获取定时信息时，由于它可能出现长的连0串，故会造成提取定时信号的困难。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带信号的基本码型 6.2.1 6．差分码 这是一种把要传的“1”、“0”信号反映在相邻码元的相对变化上的波形，所以也称相对码。比如，用相邻码元的电平变化代表信号“1”，电平不变代表信号“0”。其波形如图（f）所示，即有“1”变“0”不变的特点。当然上述规定也可以反过来。图中已设定初始状态为低电平，也可设定初始状态为高电平，所以差分码有两种波形，电平恰好相反。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带信号的基本码型 6.2.1 由图（f）可见，这种差分码波形在形式上与单极性或双极性码波形相同，但它代表的信息符号与码元本身电平或极性无关，而仅与相邻码元的电平变化有关。由于差分波形是以相邻脉冲电平的相对变化来表示代码，因此称它为相对码波形。而相应地称前面讨论的单极性或双极性波形称为绝对码波形。用差分波形传送代码可以消除设备初始状态的影响，特别是在相位调制PSK系统中用于解决载波相位模糊问题。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带信号的基本码型 6.2.1 7．多电平码 上述各种信号都是一个二进制符号对应于一个脉冲码元。实际上还存在多个二进制符号对应一个脉冲码元的情形，这种波形统称为多电平码或多元码。图（g）给出了的四电平码波形或4元码波形。由于这种波形的一个脉冲可以代表多个二进制符号，故在高速数据传输系统中，采用这种信号形式是适宜的。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 设一般情况下，数字基带信号 可用随机脉冲序列 表示，即 其中 式中 为随机脉冲周期， ，前后码元统计独立。 数字基带信号的频谱特性 6.2.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 数字基带信号的频谱特性 6.2.2 、 分别代表二进制码“0”和“1”，则经过推导可以得出随机脉冲的数字基带信号双边功率谱为 其中， 、 分别是 和 的频谱函数或傅立叶正变换， 为狄拉克函数或称为冲激函数， 为 函数的傅立叶正变换，也称为 的频谱函数。 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 随机脉冲的数据基带信号单边功率谱为 从随机脉冲的数字基带信号双边功率谱表达式可以看出，功率谱是由两部分构成，第一部分由于出现“0”和出现“1”的概率不可能为0或者为1。也就是说不可能全部出现“1”或全部出现“0”的序列，且 和 不可能完全相同，所以其对应的频谱 ，所以这部分不为0，故连续谱始终存在；而第二部分则可能得到零点，出现离散谱。所以整个随机数字信号序列功率谱可能包括两个部分；离散谱和连续谱。连续谱决定信号频带宽度，离散谱决定定时分量。 数字基带信号的频谱特性 6.2.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 例如，对于双极性信号，在等概率时，即“0”和“1”概率均为 ，波形频谱变为： 这时双边功率谱密度中就没有离散谱，只有连续谱。 根据数据基带信号功率谱密度的表达式，可以画出几种典型随机数据基带信号序列的功率谱密度。 数字基带信号的频谱特性 6.2.2 {DATE \@ yyyy/M/d2021/4/12} * 压扩特性 压缩：对大信号进行压缩而对小信号进行较大的放大的过程。信号经过这种非线性压缩电路处理后，改变了大信号和小信号之间的比例关系，使大信号的比例基本不变或变得较小，而小信号相应地按比例增大，即“压大补小”，压缩了大小信号的范围。 扩张：在接收端将收到的相应信号进行扩张，以恢复原始信号对应关系。扩张特性与压缩特性相反。 非均匀量化与量化误差 压扩特性原理图 压缩、扩张特性曲线对比 两种压缩特性 A律：A律编码主要用于30/32路一次群系统 μ律：μ律编码主要用于24路一次群系统。 我国和欧洲采用A律编码， 北美和日本采用μ律编码。 A律函数表达式 μ律函数表达式 A律十三折线 8 斜 率 16 16 8 4 2 1 1/2 1/4 A律十三折线 A律十三折线及量化误差 非均匀量化与均匀量化比较 非均匀量化与均匀量化相比，有两个突出的优点： （1）当输入量化器的信号具有非均匀分布的概率密度(例如语音)时，非均匀量化器的输出端可以得到较高的平均信号量化信噪比； （2）非均匀量化时，量化噪声功率的均方根值基本上与信号抽样值成比例。因此量化噪声对大、小信号的影响大致相同，即改善了小信号时的量化信噪比。 编码 5.1.3 编码，就是用一组二进制码组来表示每一个有固定电平的量化值。 二进制码具有很好的抗噪声性能，并易于再。